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腳的引腳定義均相同，表１所列是２０腳ｔｓｓｏｐ封裝的引腳定義。表1 pe3293（以20腳tssop封裝為例）的引腳定義序 號名 稱類 型功 能 描 述1n/c 不連接2vdd 電源，2.7～3.3v，需用一個電容就近旁路接地3cp1輸出pll1內部的脈沖成形輸出，用作外部vco的輸入驅動4gnd 地端5fin1輸入從pll1（rr）vco來的預分頻器輸入，最大頻率為1.8ghz6dec1 pll1的電源去耦端，有必要用一個電容就近接地7vdd1 pll1預分頻器的電源，一般經3.3kω的電阻連到vdd8fr輸入參考頻率輸入9gnd 地端10f0ld輸出復用器輸出，包括pll1和pll2主計數器或參考計數器輸出/時鐘檢測信號，以及移位寄存器移出數據11clock輸入cmos時鐘輸入，在時鐘信號的上升沿，各種計數器的串行數據將送入21bit的移位寄存器12data輸入二進制串行數據輸入，為cmos輸入數據，msb先，2bit的lsb為控制比特13le輸入負載使能cmos入，當le為高時，21bit的串行移位移位寄存器中的數據字將被送入相應的四個鎖存器之一中（由控制比特決定）14
使用某些擴展技巧，在不使用這些電感器的情況下以這些網絡為“原型”構建有源濾波器時，這種特性仍然得以保留。 圖6：對圖1值的蒙特卡羅分析 圖7：對圖4值的蒙特卡羅分析 雙端接濾波器有什么特別之處呢？要回答這個問題，我們需要考慮在信號從源電阻到負載電阻通過lc網絡時，發生了什么？ 稍微岔開一下話題。想象一下你正在面試一個模擬設計崗位，并要求回答下面的問題： “你有一個50歐姆輸出阻抗的正弦波發生器，輸出開路的情況下可以輸出1vrms的電壓。客戶給你一個黑盒子，輸入阻抗為3.3k歐姆，且如果該黑盒子要正常工作，需要至少3vrms的50khz輸入信號。你需要讓系統工作，但沒有電源。你在實驗室唯一能夠使用的電子組件是無源兩引線組件。請說明如何解決上述問題及其工作原理。”(案例1) 那么這就意味著沒有電池或太陽能電池，也沒有晶體管或集成電路，而且肯定也沒有變壓器。在繼續讀下去之前（特別是你準備參加面試的情況下）好好想想。也許我們可以從圖2找到一些靈感。完成了嗎？這里有個適用的解決方案： 圖8：適合案例1的解決方案 圖9：圖8解決方案的頻率響應 我們只使
10匝 基于上述的計算得出新開關變壓器初步數據，但經試驗后，發現次級輸出電壓過高，后來將次級主輸出（高壓）繞組的匝數n4減到72匝，n5相應減到9匝，磁芯空隙為1.3mm（其他不變），則獲得很滿意的效果。 （2）在新開關變壓器的基礎上，重新調整元件數值如表1所示。 表1元器件參數調整值對照 元件號 原值 現在值 元件號 原值 現在值 r902 2.2ω/2w 1.0ω/2w r913 330k/1w 120k/1w r904 3.3k 2.2k r914 0.33/2w 0.12ω/2w r906 8.2k 4.7k r901 2.2/5w 1.0ω/5w r907 1.8k 6.0k c905 220μf/400v 330μf/250v r908 10k 3.9k zd901 8.2v 5.6v r912 27ω/2w 12ω/2w 其它元器件不變 （3）考慮到standby功耗要小于6w的要求，為此加入一個小的115v/10v輔助變壓器t902
發射頻率下降。screen.width-333) {this.width=screen.width-333;this.title='open new window';}" border=0 ;> 當希望發射模塊發射距離最遠時需要注意：發射模塊最好離地面5米以上，可以明顯增加發射距離。如果天線采用用有線電視饋線制作的半波同軸天線并架設在室外高處可以顯著增大發射距離。 模塊的監聽靈敏度高于人耳，在安靜地環境下可以聽到1米以外石英鐘走動“滴嗒”聲。模塊的監聽靈敏度決定于話筒的偏置電阻，模塊上用的是3.3k(332)靈敏度最高，因為模塊內部有聲音限幅電路，所以可以避免一定程度的強音源下出現的聲音阻塞、失真的現象。如果你需要監聽靈敏度低一點，如：老師用無線話筒，可以將模塊的話筒偏置電阻微型貼片電阻332拆下，換上200k以內的電阻，偏置電阻的阻值可以在3.3k～200k之間選擇，阻值越大，話筒的靈敏度越低。或者用一塊膠帶粘貼在話筒頭上也能降低話筒靈敏度，提高信噪比。 fm1模塊如果采用兩節7號電池供電，可以連續使用1周。如用兩節微型鈕扣電池ag13可連續工作10小時以上。fm1模塊已經用環氧樹脂封
用設計及注意事項 4.1 電路設計 圖4所示為mc3418用于地震波無線檢測分析儀的編解碼電路。圖中，用電阻r和電容c構成積分濾波器。該單極點積分網絡的f=1/(2πrc),其電阻r的典型值可在8～13kω之間選擇，本電路選取r=10kω，c=0.1μf。 在設計濾波器傳輸函數時，可由rs和cs構成單極點網絡，其時間常數典型值為6.0～50ms，充電常數為rscs，衰減常數為（rs+rp）cs，由于要求rp<<rs，圖4電路選擇的rs為18kω，rp為3.3kω，cs為0.33μf。 電路回路增益的選擇由rx決定，這依賴于輸入信號的最大電平vo和頻率fm，以及積分濾波器的傳輸函數（r，c），并要求壓縮擴展比不超過30%，因此，應滿足： rx=0.25vcc/[（vo/2r）+8cv0fs] 本電路選擇vcc=5v,vo=1.5v,fs=500hz。 為設置空閑信道步長，必須使rmin滿足： rmin≈rs[vcc/(csfclk△vorx)-1] 其中，△vo是空閑輸出期望峰-峰值。 4.2 注意事項 在設計圖4所
可以證實以上的假設。 注入補償電平 根據方程4，假設需要的mc水平為2.2。通過方程3，可以計算出所需斜升的斜率：se=(mc-1) x sn(方程5)。假設反擊中有一個在120v直流輸入電壓下工作的1mh初級電感lp。檢測單元為一個0.5電阻。反射到rsense的初級sn斜率則為：(120/1m)×0.5=60mv/s。因此，根據方程5，可以計算出：se=(2.2-1)×60=72mv/s。與sn(60mv/s)相比，比值m為72/60=1.2。最終的電阻值通過固定r2(如3.3k)進行計算。采用下列方程計算rramp：rramp=r2 x sramp/(sn×m)＝3.3 x 0.54/(0.060×1.2)=24.7k。注意：24.7k＋3.3k共同載入了具有22k輸出阻抗的斜升生成器 。因此，需調整原型以說明這個下降。p1200在50%占空比的狀態下工作時，希望得到5v的斜升。選擇500a充電電流。驅動門極電壓為11v，所以電阻約為11v/500 a＝22k 。充電電流為500a，那么在8.33s的時間
并且很容易調節控制對象的輸出信號幅度。輕輕調節發射器的輸入信號就能平滑先性地調節其幅度。 l1由國際標準32號漆包線繞在長五十毫米、直徑五毫米的鐵氧體磁棒上四十圈。調整vc可變電容，對應中波波段為二百米至四百米中間的某一點。 該機靜態電流低于五毫安。因此，可以使用較長時間。不要使用交流變換成直流供電。否則，容易引起電路工作不穩定。輸入的音頻信號應大于十毫伏。 元件中r1用202m？。r2和r3用2.7k？。r4用39k？r5用802k？r6用18k？r7和r9用15k？。r8用3.3k？。可變電阻vr1用1m？。電容c1用0.01？f。c2用100？f耐壓10伏。c3用10？f耐壓10伏的電解電容。c4用0.1？f的滌淪電容。c5用100pf的可變電容。c6用47？f耐壓10伏的電解電容。vc1用500pf的可變電容。tr1用2n3819型三極管。tr2、tr3和tr4用三極管bc184l。國產代用三極管型號為3dg130b。2n3819用國產3da100b代替。
管顯示。這種測量方法可以從波形圖圖2得到理解和說明。圖中d觸發器用于判斷fr與fs的相位關系，當q為1時，fr超前于fs，相位取正值，符號位數碼管顯示全黑；當q為0時，fr滯后于fs，相位取負值，符號位數碼管顯示“-”。 2前置電路設計與分析 (1)放大整形電路：在相位差測量過程中，不允許兩路信號在放大整形電路中發生相對相移。為了使兩路信號在測量電路中引起的附加相移是相同的，圖1中a1和a2安排了相同的電路。如圖3所示，第一級運放將輸入信號放大10倍，第二級運放用作比較器，經3.3kω的限流電阻和dz組成的限幅電路以及二極管d和7414整形后，使其轉換成ttl電平的信號。 (2)鎖相倍頻電路： 設被測信號的最高工作頻率為10khz，測量的分辨率取0.1°，3600倍頻后信號的頻率為36mhz，故可選擇最高工作頻率為40mhz的鎖相環74hc4046。當分頻系數n取360時，同理可得，測量的分辨率為1°，可測信號的最高工作頻率可取100khz。3600或360分頻器由一片可編程器件gal16v8來完成，這樣電路結構更加簡化。由開關k控制，當第9腳為高電平
率（w） 溫度系數(10-6 /℃) 最高開路電壓(直流或交流有效值)（v） 絕緣電壓(直流或交流峰值)（v） 阻值范圍（ω）j（±5%） rf10 0.25 ±350 200 250 0.47～1k 0.5 250 1 350 350 2 rf11 1 200 1000 0.33～1k 2 300 3 0.33～3.3k 熔斷特性 額定功耗倍率 （倍） 標 稱 阻 值 范 圍（ω） ＜2 2～10 ＞10 熔 斷 時 間 （s） 12 —— rf10：60rf11：120 rf10：30rf11：60 16 rf10：60rf11：90 rf10：30rf11：45 rf10：15rf11：30 25 rf10：30rf11：30 rf10：15rf11：20
2uf，按《space》鍵將元件外形輪廓旋轉90度，移到大致x：1350 y：2250處，按《left mouse》或《enter》鍵將元件放置好。此時屏幕上窗口中仍然是rad0.2元件，于是你就可以按《left mouse》或《enter》鍵再調出一個電容，系統自動將元件標號變成了c2，注釋仍然是22uf，將這個電容旋轉90度，放在dip16的另一邊大致x：2800 y：2250處，第三次時將電容放在x：1350 y：1150處。 再調出元件名為axial0.3的元件，輸入標號r1和注釋3.3k，放置好后按《right mouse》或《esc》鍵退出place-component選項。 如果此時屏幕上有些凌亂的話，按《end》鍵重畫屏幕。 §3.2.3 布線 現在就可以布線了。布線之前，你應該了解各個元件每個管腳的位置。上一節我們學過通過jump-pad選項確定元件各個管腳的位置，現在你就可以用此功能找到j1、u1、r1、c1的第一管腳，再通過它推想出其他管腳的位置。如果事先也找到了j1的第25管腳和u1的第16管腳的話，會對你的推測很有幫助。下表列出了各個管腳連線
4 1k axial0.4 1 r30 2.2n400v axial0.4 2 c12, c13 2.2uf630v axial1.2 1 co4 2.2uh rad0.4 1 l7 200 axial0.2 2 r6, r7 22 axial0.4 1 r08 220l jp3 1 220n 220uf250v rb.3/.6 2 c4, c5 220uf25v rb.2/.4 1 c9 22k axial0.6 1 r29 22uf400v rb.2/.4 1 rc 3.3k axial0.3 1 1=40v5k 330 axial0.4 1 r17? （不安裝） 35v diode0.4 1 d15? （不安裝） 4.7 axial0.5 2 r1, r2 4.7/5w axial1.2 1 r5 4.7k axial0.3 1 2=35v4k 4007 diode0.4 1 d17 4148 diode0.2 2 d22, d23 470v10m axial0.4 1 vc1 470uf25v rb.1/.3 1 c6 5.1k axial0
到"。除了日常操作，此外在幻燈片展示時如果運用遙控器，可以把演講者從計算機旁邊解放出來，從而與觀眾進行更加靈活親近的互動，達到更好的展示效果。 （圖1）遙控接收器的電路方案 我們的遙控接收器的電路方案取自girder的第三方插件："sfh-56 plugin for girder"。該電路圖（圖一）簡單到只有六個元件，而且可以直接去掉發光二極管（電源指示燈）和100ω保護電阻以進一步簡化電路。主要元件有 hs0038a紅外遙控接收頭、5v穩壓管（1/4w）、發光二極管、9針串口插頭、電阻（3.3kω和100ω各一）、電解電容（0.1μf，10v以上）、萬能印刷電路板、線材（至少3芯）以及電池盒（充當外殼）等一共不超過10元。 （圖2）只要有焊接簡單電路的能力，按照電路圖，很快就可以完成電路的制作 （圖3） 之后把電路板裝到拔去觸點銅片的電池盒里，并在電池盒的相應位置開孔，因為整個電路都很輕，所以可以在電池盒空著的一邊放入一節沒電的電池（雖然沒電，但還是要防止電池短路，否則電池漏液導致短路，可能通過串口損壞主板），硬件制作即告完成。 （圖4）測試遙控器 經過測試，該接收器的有
交換機的組合（由a碼）。一個開關上的更衣室門陣。這一個是連接的交換機分為4單元4欄安排了八個碼頭的總。當我們在一個開關按下，這一個建立列及其之間的線接觸。此開關矩陣也用于電話，例如。但它的編號是從0到9和從a到了16個交換機總樓。要打開柜子，我們必須按下特定的良好秩序和不同的開關4.例如，如果代碼是0,1,2,3,我們按兩次相同的開關：0,1,2,2,3更衣室將不會打開。在這個電路中，代碼是0,1,2,3,但我們可以設置所需的代碼，當我們去電路建成。所需行（稱為“舞臺”在電路圖）連接到地面，給該3.3k電阻的管腳與其他線路連接到了7408投入和電阻器的其他引腳。 來源:lili
而最佳的工作電壓的在2.2v左右;同時，此電壓的高低可控制中放級的增益，電壓越高，增益也越大(但在實際上，過高的增益常會弓起中放級的不穩定，所以屯壓的高低要在兼顧增益和穩定度下選定合適的數值。)另外，(16)腳電壓也受⑧腳檢波輸出電壓影響，因此可用于調頻振蕩級vt2，利用晶體管結電容的變化，取得afc的效果。 fm檢波原埋是相移檢波，利用(14)腳及(15)腳的外接調諧電路，因頻率偏移所產生的相位差別，檢出音頻信號。為了取得適當音頻輸出電平及較低的失真率，l5及ft-3分別并有2.2kω及3.3kω電阻，通過2pf電容耦合，使s曲線上有400khz的峰值分隔度。耦合系數(qk)略大于1，以減小諧波失真。上述元件數值使它的網絡頻寬剛好使相鄰頻道的載波落在s曲線的兩峰位置上，故可改善選擇及鄰頻道干擾。當頻率為75khz時，⑧腳的音頻輸出電平為250mv，失真率為0.7%。 調頻去加重電路是由接在檢波輸出⑧腳的電容及ic內部的7·5kω電阻組成，時間常數約75ps，與發射臺的預加重時間常數相同。 (2)調幅波段。無線接收信號進入uln3814a⑥腳內高放電路，放大后進入混頻電路，與
性。 圖中虛線以左為穩壓電源部分。三端可調穩壓器采用lm338k，這種器件可輸出1.25～32v連續可調的直流電壓，最大輸出電流5a。其內部設有過電流過熱保護電路，是一種相當實用的穩壓器件。 電源變壓器二次容量為100v·a，二次輸出電壓有14v、16v、18v等3擋抽頭：以適應交流電壓的變化。c1、c2、c6為濾波電容，c3、c5為防自激電容，c4與r2并聯可提高電源的紋波抑制比。vd1、vd2為保護二極管，用來防止當輸人、輸出濾波電容較大時，輸入及輸出端對地短路對穩壓器造成的損壞。r2用3.3kω或5.1kω的半可變電阻，或在調定電壓后換成一個固定電阻。 元器件選擇：變壓器鐵心應選導磁率較高的材料。整流二極管或全橋應選用5a以上的器件，如用全橋，最好加裝散熱片。三端穩壓器應選用正品器件，加裝足夠大的散熱片。vd3～vd5應選用在大電流情況下正向壓降小的二極管，建議用肖特基二極管。 來源:456896op
路。處理 方法 : 檢查零檢測電路r73、r14、r15、q11、c9、d1、d2均正常,根據原理分析,提供給過零檢測電路的脈動電壓是由d1、d2和整流橋db內部交流兩輸入端對地的兩個二極管組成橋式整流電路產生,如果db內部的兩個二極管其中一個順向壓降過低,將會造成電源頻率一周期內產生的兩個過零電壓其中一個并未達到0v(電壓比正常稍高),q11在該過零點時間因基極電壓未能消失而不能截止,集電極在此時仍為低電平,從而造成了電源每一頻率周期cpu檢測的過零信號缺少了一個。基于以上分析,先將r14換入3.3k電阻(目的將q11基極分壓電壓降低,以抵消比正常稍高的過零點脈動電壓),結果電磁爐恢復正常。雖然將r14換成3.3k電阻電磁爐恢復正常,但維修時不能簡單將電阻改3.3k能徹底解決問題,因為產生本故障說明整流橋db特性已變,快將損壞,所己必須將r14換回10k電阻并更換整流橋db。
并聯基頻振蕩器parallel resonant circuit r1 100kr2 33kr3 see belowc1, c2, c3 see belowc4 . 01µfc5 47pfvc 60pf trimmertr1 bc108 or similar frequency of x1 mhz r3 c1 c2 c3 0.95 -3.0 3.3k 220 pf 220 pf not used 3.0 - 6.0 3.3k 150 pf 150 pf 33 pf 6.0 - 10.0 2.2k 150 pf 150 pf 33 pf 10.0 - 18.0 1.2k 100 pf 100 pf not used 10.0 - 18.0 1.2k 100 pf 100 pf not used 18.0 - 21.0 680 ohm 68 pf 33 pf not used
端口上下兩個3.3k電阻端口上下兩個3.3k電阻在超過20以上并聯時要去掉，不然會影響工作
搞定了7290，發帖慶祝原來是晶振不穩，外殼接地問題就沒了同時也希望zlg單片機把7290的datasheet寫寫嚴密尤其是補一些電氣參數，時序圖！這些東西可比幾個單片機程序直觀多了，控制7290的可不只是單片機另外典型電路圖中有那個bit[7..0]和dig[7..0]的錯誤居然這么明顯都放了幾年ps:最好說一下掃描原理，這樣可以確定鍵盤電阻取值范圍（5v/3.3v)查了查pdf上寫3.3k，同時iic上拉3.3k個人感覺iic上拉應該是10k吧，另外2200套件的鍵盤電阻卻是1k，點解？
at91fr40162的數據線能否直接接3.3k的電阻串聯上發光管（0603）at91fr40162的數據線能否直接接3.3k的電阻串聯上發光管（0603）接地，給地址線發高電平，讓發光管亮！？ 地址線是i/o口，能否有驅動能力？？
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